纳芯微推出全新高隔离、带过流保护功能芯片级电流传感器NSM2015和NSM2016系列

发布时间：2022-05-12 10:52
作者：Ameya360
来源：网络
阅读量：3155

　　纳芯微全新推出的NSM2015 / NSM2016系列霍尔效应电流传感器芯片是完全集成的高隔离电流传感器解决方案，具有极低的原边导通电阻，在无需外部隔离元件的条件下能提供足够精确的电流测量，可广泛应用于汽车、工业、商业和通信系统中的交流或直流电流检测。

　　纳芯微凭借其突破性的隔离技术及信号调理设计能在严苛要求的汽车和工业等领域提供高达 5000 Vrms 的电隔离能力，同时保证原副边之间极佳的磁耦合效果。内部采用差分霍尔检测，可以抵御外部杂散磁场的干扰。

纳芯微推出全新高隔离、带过流保护功能芯片级电流传感器NSM2015和NSM2016系列

　　高精度标准 无需二次编程

　　NSM2015 / NSM2016系列采用固定输出模式，输出电压在一定的供电电压范围内保持不变，不跟随供电电压的波动而波动。系统上解决了对高精度稳压源的依赖，从而使系统BOM更简单、性价比更高。同时NSM2015拥有伪差分输出模式，提供参考电压输出。纳芯微创新的斩波以及旋转电流激励技术使得零点温漂更小，同时得益于内部精确的温度补偿算法以及下线精度校准，NSM2015 / NSM2016系列电流传感器在全工作温度范围都可以保持较高的精度，用户无需做二次编程。

　　高隔离等级 快速过流保护

　　NSM2015 / NSM2016系列还具有快速过流保护输出功能，其典型响应时间为 1.5 us。这种快速过流输出提供了检测过载、短路事件的简单方法，可防止逆变器、电机或其他应用中的功率管的损坏。用户可配置过流保护阈值范围为满量程电流的 75% 至 200%。

　　NSM2015提供宽体SOIC16W封装，具有5000Vrms 的耐受隔离耐压能力，最大工作隔离耐压1550Vpk、1097Vrms。NSM2016提供SOIC8封装，具有3000Vrms 的耐受隔离耐压能力，最大工作隔离耐压600Vpk、424Vrms。每种封装都提供不同的电流量程，SOIC16W封装能够支持高达100A的电流量程，SOIC8封装能够支持高达65A的电流量程。

　　更小巧封装 降低方案成本

　　NSM2015 / NSM2016系列旨在替代需要小尺寸单片传感器解决方案的应用中的分流电阻、运算放大器、电流互感器以及电压隔离器件。这些完全集成的紧凑、小巧的封装形式有效地减少了在电路板上的占用面积，降低了电流检测方案的总体成本。传感器支持3.3V/5V 供电电压（ 不同供电版本 ）。

纳芯微推出全新高隔离、带过流保护功能芯片级电流传感器NSM2015和NSM2016系列

纳芯微推出全新高隔离、带过流保护功能芯片级电流传感器NSM2015和NSM2016系列

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　　摘要　　旋转变压器因其高可靠性，高精度的特性，被广泛用于电机控制速度和位置的检测，其中包括在汽车和工业领域中的混合动力电动汽车 (HEV) 牵引逆变器，电动汽车 (EV)，电动动力转向，电机驱动和伺服机构应用。　　本应用笔记介绍了纳芯微为旋转变压器驱动所设计的功率放大器 NSOPA240x系列(即NSOPA2401/2)的特性和典型设计要点。NSOPA2401/2 将单 / 双通道的功率放大器、过温关断，限流保护功能集成在单芯片上，降低了设计复杂性和系统成本，提高了可靠性和性能。　　01、旋转变压器和驱动运放简介　　旋转变压器可用来精确测量角度位置和转速，部署在工业电机控制、伺服器、机器人、电动和混动汽车等的动力系统单元中。旋转变压器在这些应用中可以长期承受严苛条件的考验，是恶劣环境下的完美选择。旋转变压器有三个绕组，包括有一个初级绕组、两个正交分布的次级绕组，共三组线圈，对外共有 6 条引线。其中，激励线圈接受输入的正弦型激励电流，而正交的两个感应线圈，依据旋变的转子、定子之间的相互位置关系，调制出具有 sin 正弦和 cos 余弦包络的检测信号。　　当激励信号是 sinωt，转子与定子间的角度为θ，则正弦信号为sinωt×sinθ，而余弦信号则为 sinωt×cosθ。根据 sin、cos 信号和原始的激励信号，通过必要的检测和比较电路即可高分辨率地检测出转子位置。　　图1. 旋转变压器关键参数　　根据旋转变压器的特性，驱动运放需要的特性：　　• 旋转变压器的励磁原边线圈通常具有小于 100Ω的较低 DCR ( 直流电阻 )，因此需要有最高可至 200mA的较强电流输出能力才可以驱动线圈。　　• 为了保证高精度以及高线性度，在旋转变压器的应用中需要具备较高的 SR(压摆率 Slew Rate)。　　• 旋转变压器的常见激励方式为差分推挽输出，对放大器要求较宽的带宽以及较高的开环增益，以确保信号不失真。　　• 汽车应用 EMI 环境复杂，为了保证励磁功率放大电路不被干扰，放大电路需要具备一定的 EMI 抑制能力。　　• 作为高功率驱动级，需要具备限流和过温关断功能，保证系统的可靠性和鲁棒性。　　• 传统的解决方案是利用通用运放和分立三极管搭建高输出电流，电路复杂可靠性低，且难以集成热关断和限流保护等功能。NSOPA240x运算放大器具有高电流输出能力，最大可支持 400mA 的持续电流输出，集成了过温关断，限流保护等安全功能，满足各类旋转变压器驱动的需求。　　图2 纳芯微用于旋变驱动的运放 NSOPA240x 关键参数 & 特性　　1.1、输出电流　　输出电流能力和输出摆幅是功率放大器最重要的指标之一，负载电流与输出摆幅之间的关系直接决定在驱动运放上的耗散功率。NSOPA240x 设计为最高 400mA 持续输出电流能力，完全满足各类旋转变压器驱动要求。　　1.2、摆率　　为了保证旋转变压器能够无失真地被驱动，一个关键前提是需要有足够的压摆率，对于正弦信号不失真的最低要求如以下公式所示：　　以 7Vrms，10KHz 的激励信号为例，保证不失真所需的最低压摆率为：　　下图显示的是不同频率与不同幅值的激励信号与所需的最小压摆率的关系。NSOPA240x 上升压摆率为6.5 V/μs,，下降压摆率为 7V/μs，完全满足旋转变压器驱动的应用。　　图3 旋转变压器驱动运放所需最小摆率与驱动信号频率幅值关系
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　　日前，纳芯微宣布推出基于其自研创新型振铃抑制专利的车规级CAN SIC(信号改善功能，Signal Improvement Capability)NCA1462-Q1。　　NCA1462-Q1在满足ISO 11898-2:2016标准的前提下，进一步兼容CiA 601-4标准，可实现8Mbps的传输速率，比当前主流的CAN FD车载通信方案有着显著优势。　　此次，趁纳芯微新品发布之际，我们邀请到了纳芯微技术市场经理陈章杰，围绕CAN SIC的相关话题进行了探讨。　　为什么要开发CAN SIC?　　随着自动驾驶和区域控制概念的兴起，ECU彼此间进行了大量的整合与集成，这意味着更高的集成度，更多的节点数，更复杂的星型拓扑，以及更高的传输速率。　　这给CAN FD总线带来了巨大挑战——即在更复杂的星型拓扑网络中，由于高传输率及复杂的拓扑的转变下，会出现严重的振铃，从而带来误码率的提高，影响信号传输。　　目前CAN FD标准号称定义到5Mbps，但在实际应用中很难达到2Mbps以上。尽管客户希望提速，但是为了信号完整性，往往要牺牲速率，缩小节点规模，以减少振铃带来的影响。　　CAN SIC则可轻松解决这一矛盾。　　CAN SIC如何降低振铃?　　要看CAN SIC的原理，首先要看振铃的形成原因。　　振铃是指在CAN总线的通信过程中，由于阻抗不匹配导致的信号反射等原因，使得信号在传输线上多次反射，进而产生的一种振荡现象。更高的通讯速率意味着更窄的位宽时间，当前CAN FD的2Mbps相比以前HS CAN的500kbps位宽时间由2000ns缩短为500ns。同样强度的振铃干扰，在更高的通讯速率下，由于位宽时间过短不足以使其衰减到隐性差分电压的判定阈值以下，从而更容易导致通讯错误。　　为了解决这一问题，2019年，CAN FD SIC (Signal Improvement Capability)信号增强版标准CiA (CAN in Automation) 601-4发布，通过抑制振铃，从而匹配现代域控和高速通信系统的要求。　　与CAN FD相比，CAN SIC的优化主要体现在驱动电路上，其增加了一个强驱电路。如上所述振铃往往发生在从显性到隐形状态，因此，可以在该转换过程中增加一个额外的强驱电路，以控制总线电平的切换斜率，从而确保数据不出错。　　CAN SIC或将成为主流标准之一　　“无论哪项标准的制定，都是为了符合当时的需求，每一代都有自己的使命，也都会在演进过程中不断完善。”陈章杰说道。　　CAN总线经历了多个标准。最早由德国博世于1980年代发明，第一个使用CAN总线通讯协议的量产车型是1991年的奔驰S级轿车，至今CAN总线依旧是车内主要的通讯总线。随着汽车电子智能化加速，CAN总线也进一步升级，2003年CAN总线升级为HS CAN，但还是基于第一代技术。2011年第二代CAN总线CAN FD开始研发，2015年CAN FD标准即ISO11898发布，2019年，CAN FD SIC (Signal Improvement Capability)信号增强版标准CiA (CAN in Automation)601-4发布，2021年CAN FD的轻量级版本CAN FD Light 标准CiA 604-1发布。2021年12月，第三代CAN总线即CAN XL标准CiA 610-1发布，但还未完全落地。　　陈章杰表示：“在当年情况下，对于CAN总线的需求是提速，并没有太多的复杂拓扑需求，因此并不存在振铃问题。而随着复杂拓扑与高速率的需求增长，CAN FD无法满足，因此CiA 601-4孕育而生。”　　另外，对于下一代CAN XL而言，依然需要解决振铃问题，CAN SIC也可以为提速和多节点复杂通信做好提前铺垫。　　CAN SIC除了要解决CAN FD目前的问题之外，还有一大使命，就是要应对以太网的竞争。如今车载骨干网络已经以太网化，但是控制端目前还没有落地，考虑到其成本和厂商在软件或其他方面的适配，CAN依然是未来的主导之一。　　陈章杰强调，CAN SIC的演变比预想的还要快，“随着域控和区域架构概念的普及，CAN SIC的认可度不断提升，越来越多的主机厂开始逐渐接纳这一技术。相信在未来，CAN SIC将大有可为。”　　纳芯微如何开发的CAN SIC　　纳芯微的CAN SIC实测传输速率可达10Mbps，已经完全满足CiA 8Mbps的规范要求。　　陈章杰表示，CAN SIC开发最大的挑战其实是驱动架构和EMI架构的兼容，单纯做好驱动电路并不难，但是会牺牲其他方面的性能，尤其是EMI这种非线性关系的处理。　　“芯片设计本身就是一个权衡取舍的问题。”陈章杰补充道，除了要关注EMI之外，成本也是一大考量。纳芯微的产品性能不输于国外厂商，同时还要更有性价比，因此还需要在设计上不断优化，从而用更小的面积(更低的成本)实现更高的性能。“另外，产品本身是一方面，更重要的是应该从系统角度出发开发产品。”包括EMI、ESD等约束，以及成本的优化等等方方面面。　　陈章杰还强调，纳芯微一直以来深耕IP的开发，在CAN SIC开发过程中诞生了诸多发明专利，并将其IP化，与其他产品组合共享，打通了底层研发的平台。“对于芯片而言，核心竞争力之一就是IP，纳芯微也正围绕这些核心IP进行持续开发与优化打磨，形成一套完整的路线图。”陈章杰补充道。　　详解纳芯微的CAN SIC新品　　纳芯微NCA1462-Q1基于创新的专利架构对EMI进行了优化设计，依照IEC62228-3标准进行测试，完全符合要求。　　NCA1462-Q1通过优化电路结构及版图面积实现了超±8kV ESD性能，既能从容应对在汽车行驶过程中突发的静电放电威胁，提供更可靠的电路保护，又能实现器件成本的优化。凭借超高的EMC/ESD性能，NCA1462-Q1还可在部分设计中帮助工程师省去外围电路中的共模电感或TVS管。此外，更加灵活、低至1.8V的VIO设计可进一步节省系统中LDO或者电平转换的使用，帮助工程师降低整体成本。　　NCA1462-Q1的总线故障保护电压在CAN Low和CAN High中都可以达到±58V，真正做到了高耐压，从而帮助客户降低击穿风险。　　另外，值得一提的是，在CAN SIC中，EMI可以细分为显性EMI和隐性EMI，比如某些产品显性EMI做得好，某些产品的隐性EMI好，纳芯微则是通过取长补短的手段，实现了显性和隐性EMI的全面优化。　　提前布局，做市场的引领者　　CAN SIC市场前景相对明朗，但截止目前，无论是国际还是国内厂商，能够提供CAN SIC芯片的供应商都不多。　　“就目前时间点而言，虽然CAN SIC的需求比较明确，但产品也不可能突然遍地开花，需要一个循序渐进的过程。”陈章杰说道。　　陈章杰同时表示，无论是CAN收发器还是CAN SIC，纳芯微一直都是根据市场需求与预判进行提前布局，定义完整的产品及路线图。也正因此，纳芯微成为了最早一批量产CAN SIC的厂商。　　另一方面，尽管CAN SIC还处于“蓝海”市场，但是前一代CAN收发器的市场竞争已经相当激烈，纳芯微为何还要杀入这一市场呢?陈章杰表示，作为汽车主要的总线技术，其市场容量非常之大，每辆车上就需要数十颗之多，市场始终处于高需求状态。而且，陈章杰说道：“CAN接口貌似简单，但是要做好确实有一定的门槛，作为通用物料而言，最能考验公司的能力，这其中会包括成本控制，市场覆盖，研发实力，供应链等等。”　　也正因此，CAN接口是非常适合切入汽车市场的产品之一。“所以我们看到越来越多的友商进入这一市场，但是说实话如果要做到各方面性能指标都高标准，还是有一定门槛的。”陈章杰表示。　　陈章杰表示，纳芯微既立足本土，同时也是面向全球的芯片供应商，随着国产芯片实力的加强，很多海外客户也在看中国的供应商，纳芯微的产品无论在性能、性价比、技术支持等方面都已经获得了全球主要客户的认可和采用。“我们既然面向全球市场，就必须要以更高的标准定义产品。”　　面对激烈的市场竞争，“短期而言，价格决定一切，而从长远来看，客户更在乎的是合作伙伴持续降本，以及持续优化运营的能力，并不能单纯靠价格战取胜。”陈章杰强调道。　　面向未来的CAN XL　　作为CAN CiA的成员之一，纳芯微也在积极评估CAN XL的发展。但陈章杰也坦言，CAN XL还在规划中，尚无明确的时间节点，并且也依赖于目前CAN SIC的市场普及和认可度。　　“一旦客户和市场完全认可CAN SIC的价值，并逐步应用于复杂星型拓扑与高速率场景中，一定会打消客户升级换代的顾虑。”陈章杰乐观地表示。
2024-09-19 09:24 阅读量：644
纳芯微电子：窄脉宽信号对驱动芯片的影响及解决方案
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纳芯微电子：窄脉宽信号对驱动芯片的影响及解决方案

　　01、窄脉宽的来源　　驱动芯片在各种电力电子系统中有着广泛的应用，例如整流器、DC-DC变换器、逆变器和变频器等，其工作频率和占空比范围在不同系统中各不相同。　　在常规整流器的PFC部分，根据输入电压的范围不同，其下管的占空比可以在0%到100%之间变化;　　在常见的DC-DC变换器中，开机时通常会有缓启功能，其输出脉宽会从零开始逐步增大;另外，当输出负载或输入电压发生瞬态跳变时，输出会出现瞬态变化，系统环路会根据输出电压的变化来调整驱动器的输入脉宽，在调整过程中，可能出现极大或极小的输出脉宽;　　在桥式逆变器中，当输出电压达到最大或最小峰值时，也可能出现极大和极小的输出脉宽。　　图1 正负向窄脉宽　　如果这些极大或极小脉宽没有得到有效限制，可能会影响驱动器的稳定工作;严重情况下甚至会导致驱动器或系统失效。　　02、正负窄脉宽对驱动芯片的影响　　下图2所示，是一种常见的MOSFET驱动电路，虚线框内为一个输出通道的结构示意图，其输出采用PMOS+NMOS结构。驱动器在控制功率管MOSFET M1开通和关断时，会对功率MOSFET M1的栅极拉出和灌入电流。在窄脉宽开通情况下，驱动器收到关断指令会将MOSFET M1关断，此时MOSFET M1的开通过程还没有完成，驱动器的输出仍然维持在较高的电流，当该电流突然变化，在PCB走线寄生电感和驱动器内部寄生电感的共同作用下，会在驱动器的输出引脚产生很大的电压应力，该应力可能导致芯片失效。　　为了分析和验证，将MOSFET的门极输入电容采用电容C1来代替，如下图3所示。　　考虑到PCB和芯片内部的寄生电感，其等效电路如下图4所示，其中L1、L4和L5为芯片内部寄生电感(Lbonding)，L2和L3为PCB上的寄生电感(LPCB)。　　➱下面将对不同脉宽下驱动器的应力产生和影响进行简要介绍。　　1)正向窄脉宽的状态分析　　t0~t1期间，驱动芯片内部的NMOS M3导通，PMOS M2关断，OUT输出为低，此时驱动回路中的Isrc和Isnk电流均为零;　　t1时刻，NMOS M3关断，PMOS M2导通，OUT输出拉高，给负载电容C1充电，Isnk电流为零;　　t2时刻，PMOS M2关断，NMOS M3导通，OUT输出被拉低，此时驱动电流Isrc不为零。该电流在芯片内部寄生电感和PCB走线寄生电感的共同作用下，对PMOS M2和NMOS M3的寄生输出电容进行充放电，从而导致OUT出现负向过冲电压。驱动器内部输出Pad的电压应力可以用如下公式(1)进行估算。　　其中各参数的定义如下：　　VGate: MOSFET的栅极电压　　Lbonding：IC内部的键合线产生的寄生电感，通常约为5nH　　LPCB：驱动器输出引脚到栅极PCB引线的寄生电感　　RG：MOSFET的栅极驱动电阻　　2)正常脉宽的状态分析　　t0~t1期间，驱动芯片内部NMOS M3导通，PMOS M2关断，OUT输出为低，驱动回路中Isrc和Isnk电流为零;　　t1时刻，NMOS M3关断后，PMOS M2导通，OUT输出拉高，负载电容C1充电，当电容C1充满电后，Isrc恢复到0，Isnk电流保持为零;　　t2时刻，PMOS M2关断后，NMOS M3开通，OUT输出被拉低，负载电容C1放电，当电容C1放电结束后，Isnk电流恢复到零;　　OUT输出转换过程中，lsrc或Isnk都是由零上升或下降到峰值，然后恢复到零，OUT输出没有明显的正向或负向过冲电压。　　3)负向窄脉宽的状态分析　　t0~t1期间，驱动芯片内部PMOS M2导通，NMOS M3关断，OUT输出为高，驱动回路中Isrc和Isnk电流为零;　　t1时刻，NMOS M3导通，OUT输出拉低，负载电容C1放电;　　t2时刻，NMOS M3关断，PMOS3开通，OUT输出被拉高，此时驱动回路中电流Isnk不为零，该电流在芯片内部的寄生电感和PCB走线的寄生电感的共同作用下，对PMOS M2和NMOS M3的寄生输出电容进行充放电，导致OUT输出出现显著的正向过冲电压。　　实际电路验证　　为了验证窄脉宽的影响，本实验选择了一款最大额定电压为20V的驱动芯片，并按照上图3所示的实验电路进行测试。　　实验中，芯片供电电压设置为15V，负载电容C1为27nF，输入信号频率为100kHz，脉冲宽度分别为20ns、2μs和9.98μs(对应20ns负向窄脉宽)。　　在相同脉宽下，通过调整驱动电阻R1的大小，来改变开通和关断时的驱动电流和电流变化率，得到实验结果如下所示，图中黄色线条表示输入信号，绿色线条表示输出信号。　　表2 实际电路验证结果　　如上结果所示，当驱动电阻为1Ω时，20ns的正向窄脉宽会导致-9V的负向过冲;同样，20ns的负向脉宽会导致27.4V的正向过冲，超过了芯片的额定值，会存在失效风险。正常脉宽下，OUT输出没有正负过冲现象。此外，还可以看出，在相同脉宽输入时，驱动电流越大，输出脚的正向或负向电压应力越高;因此减小驱动电流可以有效减小窄脉宽产生的正负过冲电压。　　03、解决方案和建议　　通过上面的分析和验证可以看出窄脉宽下过大的驱动电流会对输出应力产生严重影响。系统应用中为了避免驱动器输出应力超标，建议客户从以下几个方面进行优化和解决。　　PCB布局时尽量将驱动器与功率管就近放置，减小驱动器输出引脚到功率管门极之间的走线电感。　　驱动器的供电电容尽可能靠近芯片的电源引脚，且同层放置，减小因过孔和走线产生的寄生电感。　　在系统应用中，对最大和最小驱动输出脉宽进行限制，确保开通和关断前一刻驱动输出电流已降为零，避免输出出现过大的正向或负向过冲电压。　　适当调整驱动电阻，减小窄脉宽驱动回路中的电流和电流变化率。
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