开关电源调试难点有哪些

发布时间:2022-08-25 09:26
作者:Ameya360
来源:网络
阅读量:2796

    开关电源是利用现代电力技术,控制开关晶体管开通和关断的时间比率,维持稳定输出电压的一种电源开关电源由脉冲宽度调制(PWM)控制(金氧半场效晶体管)构成。现代电力电子技术的发展方向,是从以低频技术处理问题为主的传统电力电子学,向以高频技术处理问题为主的现代电力电子方向转变。而在电力电子技术的应用及各种电源系统中,开关电源技术均处于核心地位。下面Ameya360电子元器件采购网主要对开关电源调试难点进行简要分析,供大家参考。

开关电源调试难点有哪些

    1、变压器饱和现象

    在高压或低压输入下开机(包含轻载,重载,容性负载),输出短路,动态负载,高温等情况下,通过变压器(和开关管)的电流呈非线性增长,当出现此现象时,电流的峰值无法预知及控制,可能导致电流过应力和因此而产生的开关管过压而损坏。

    容易产生饱和的情况:

    1)变压器感量太大;

    2)圈数太少;

    3)变压器的饱和电流点比IC的最大限流点小;

    4)没有软启动。

    解决办法:

    1)降低IC的限流点;

    2)加强软启动,使通过变压器的电流包络更缓慢上升。

    2、Vds过高

    Vds的应力要求:

    最恶劣条件(最高输入电压,负载最大,环境温度最高,电源启动或短路测试)下,Vds的最大值不应超过额定规格的90%。

    Vds降低的办法:

    1)减小平台电压:减小变压器原副边圈数比;

    2)减小尖峰电压:

    a.减小漏感,变压器漏感在开关管开通是存储能量是产生这个尖峰电压的主要原因,减小漏感可以减小尖峰电压;

    b.调整吸收电路:

    ① 使用TVS管;

    ② 使用较慢速的二极管,其本身可以吸收一定的能量(尖峰);

    ③ 插入阻尼电阻可以使得波形更加平滑,利于减小EMI。

    3、IC温度过高

    原因及解决办法:

    1)内部的MOSFET损耗太大:

    开关损耗太大,变压器的寄生电容太大,造成MOSFET的开通、关断电流与Vds的交叉面积大。解决办法:增加变压器绕组的距离,以减小层间电容,如同绕组分多层绕制时,层间加入一层绝缘胶带(层间绝缘) 。

    2)散热不良:

    IC的很大一部分热量依靠引脚导到PCB及其上的铜箔,应尽量增加铜箔的面积并上更多的焊锡

    3)IC周围空气温度太高:

    IC应处于空气流动畅顺的地方,应远离零件温度太高的零件。

    4、空载、轻载不能启动

    现象:

    空载、轻载不能启动,Vcc反复从启动电压和关断电压来回跳动。

    原因:

    空载、轻载时,Vcc绕组的感应电压太低,而进入反复重启动状态。

    解决办法:

    增加Vcc绕组圈数,减小Vcc限流电阻,适当加上假负载。如果增加Vcc绕组圈数,减小Vcc限流电阻后,重载时Vcc变得太高,请参照稳定Vcc的办法。

    5、启动后不能加重载

    原因及解决办法:

    1)Vcc在重载时过高

    重载时,Vcc绕组感应电压较高,使Vcc过高并达到IC的OVP点时,将触发IC的过压保护,引起无输出。如果电压进一步升高,超过IC的承受能力,IC将会损坏。

    2)内部限流被触发

    a.限流点太低

    重载、容性负载时,如果限流点太低,流过MOSFET的电流被限制而不足,使得输出不足。解决办法是增大限流脚电阻,提高限流点。

    b.电流上升斜率太大

    上升斜率太大,电流的峰值会更大,容易触发内部限流保护。解决办法是在不使变压器饱和的前提下提高感量。

    6、待机输入功率大

    现象:

    Vcc在空载、轻载时不足。这种情况会造成空载、轻载时输入功率过高,输出纹波过大。

    原因:

    输入功率过高的原因是,Vcc不足时,IC进入反复启动状态,频繁的需要高压给Vcc电容充电,造成起动电路损耗。如果启动脚与高压间串有电阻,此时电阻上功耗将较大,所以启动电阻的功率等级要足够。电源IC未进入Burst Mode或已经进入Burst Mode,但Burst 频率太高,开关次数太多,开关损耗过大。

    解决办法:

    调节反馈参数,使得反馈速度降低。

    7、短路功率过大

    现象:

    输出短路时,输入功率太大,Vds过高。

    原因:

    输出短路时,重复脉冲多,同时开关管电流峰值很大,造成输入功率太大过大的开关管电流在漏感上存储过大的能量,开关管关断时引起Vds高。输出短路时有两种可能引起开关管停止工作:

    1)触发OCP这种方式可以使开关动作立即停止

    a.触发反馈脚的OCP;

    b.开关动作停止;

    c.Vcc下降到IC关闭电压;

    d.Vcc重新上升到IC启动电压,而重新启动。

    2)触发内部限流

    这种方式发生时,限制可占空比,依靠Vcc下降到UVLO下限而停止开关动作,而Vcc下降的时间较长,即开关动作维持较长时间,输入功率将较大。

    a.触发内部限流,占空比受限;

    b.Vcc下降到IC关闭电压;

    c.开关动作停止;

    d.Vcc重新上升到IC启动电压,而重新启动。

    8、空载、轻载输出反跳

    现象:

    在输出空载或轻载时,关闭输入电压,输出(如5V)可能会出现如下图所示的电压反跳的波形。

    原因:

    输入关掉时,5V输出将会下降,Vcc也跟着下降,IC停止工作,但是空载或轻载时,巨大的PC电源大电容电压并不能快速下降,仍然能够给高压启动脚提供较大的电流使得IC重新启动,5V又重新输出,反跳。

    解决方法:

    在启动脚串入较大的限流电阻,使得大电容电压下降到仍然比较高的时候也不足以提供足够的启动电流给IC。将启动接到整流桥前,启动不受大电容电压影响。输入电压关断时,启动脚电压能够迅速下降。

    以上就是Ameya360电子元器件采购网关于开关电源调试相关问题的介绍,希望可以为您提供一些参考!

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2024-01-18 11:46 阅读量:1475
8种开关电源MOS管的工作损耗计算
  MOSFET 的工作损耗基本可分为如下几部分:  1、导通损耗Pon  导通损耗,指在 MOSFET 完全开启后负载电流(即漏源电流) IDS(on)(t) 在导通电阻 RDS(on) 上产生之压降造成的损耗。  导通损耗计算:  先通过计算得到 IDS(on)(t) 函数表达式并算出其有效值 IDS(on)rms ,再通过如下电阻损耗计算式计算:  Pon=IDS(on)rms2 × RDS(on) × K × Don  说明:  计算 IDS(on)rms 时使用的时期仅是导通时间 Ton ,而不是整个工作周期 Ts ;RDS(on)会随 IDS(on)(t) 值和器件结点温度不同而有所不同,此时的原则是根据规格书查找尽量靠近预计工作条件下的 RDS(on) 值(即乘以规格书提供的一个温度系数 K )。  2、截止损耗Poff  截止损耗,指在 MOSFET 完全截止后在漏源电压 VDS(off) 应力下产生的漏电流 IDSS 造成的损耗。  截止损耗计算:  先通过计算得到 MOSFET 截止时所承受的漏源电压 VDS(off) ,在查找器件规格书提供之 IDSS ,再通过如下公式计算:  Poff=VDS(off) × IDSS ×( 1-Don )  说明:  IDSS 会依 VDS(off) 变化而变化,而规格书提供的此值是在一近似 V(BR)DSS 条件下的参数。如计算得到的漏源电压 VDS(off) 很大以至接近 V(BR)DSS 则可直接引用此值,如很小,则可取零值,即忽略此项。  3、开启过程损耗  开启过程损耗,指在 MOSFET 开启过程中逐渐下降的漏源电压 VDS(off_on)(t) 与逐渐上升的负载电流(即漏源电流) IDS(off_on)(t) 交叉重叠部分造成的损耗。  开启过程损耗计算:  开启过程 VDS(off_on)(t) 与 IDS(off_on)(t) 交叉波形如上图所示。首先须计算或预计得到开启时刻前之 VDS(off_end) 、开启完成后的 IDS(on_beginning) 即图示之 Ip1 ,以及 VDS(off_on)(t) 与 IDS(off_on)(t) 重叠时间 Tx 。然后再通过如下公式计算:  Poff_on= fs ×∫ Tx VDS(off_on)(t) × ID(off_on)(t) × dt  实际计算中主要有两种假设 — 图 (A) 那种假设认为 VDS(off_on)(t) 的开始下降与 ID(off_on)(t) 的逐渐上升同时发生;图 (B) 那种假设认为 VDS(off_on)(t) 的下降是从 ID(off_on)(t) 上升到最大值后才开始。图 (C) 是 FLYBACK 架构路中一 MOSFET 实际测试到的波形,其更接近于 (A) 类假设。针对这两种假设延伸出两种计算公式:  (A) 类假设 Poff_on=1/6 × VDS(off_end) × Ip1 × tr × fs  (B) 类假设 Poff_on=1/2 × VDS(off_end) × Ip1 × (td(on)+tr) × fs  (B) 类假设可作为最恶劣模式的计算值。  说明:  图 (C) 的实际测试到波形可以看到开启完成后的 IDS(on_beginning)>>Ip1 (电源使用中 Ip1 参数往往是激磁电流的 初始值)。叠加的电流波峰确切数值我们难以预计得到,其 跟电路架构和器件参数有关。例如 FLYBACK 中 实际电流应是 Itotal=Idp1+Ia+Ib (Ia 为次级端整流二极管的反向恢 复电流感应回初极的电流值 -- 即乘以匝比, Ib 为变压器 初级侧绕组层间寄生电容在 MOSFET 开关开通瞬间释放的 电流 ) 。这个难以预计的数值也是造成此部分计算误差的 主要原因之一。  4、关断过程损耗  关断过程损耗。指在 MOSFET 关断过程中 逐渐上升的漏源电压 VDS(on_off) (t) 与逐渐 下降的漏源电流 IDS(on_off)(t) 的交叉重 叠部分造成的损耗。  关断过程损耗计算:  如上图所示,此部分损耗计算原理及方法跟 Poff_on 类似。首先须计算或预计得到关断完成后之漏源电压 VDS(off_beginning) 、关断时刻前的负载电流 IDS(on_end) 即图示之 Ip2 以及 VDS(on_off) (t) 与 IDS(on_off)(t) 重叠时间 Tx 。  然后再通过 如下公式计算:  Poff_on= fs ×∫ Tx VDS(on_off) (t) × IDS(on_off)(t) × dt  实际计算中,针对这两种假设延伸出两个计算公式:  (A) 类假设 Poff_on=1/6 × VDS(off_beginning) × Ip2 × tf × fs  (B) 类假设 Poff_on=1/2 × VDS(off_beginning) × Ip2 × (td(off)+tf) × fs  (B) 类假设可作为最恶劣模式的计算值。  说明:  IDS(on_end) =Ip2 ,电源使用中这一参数往往是激磁电流 的末端值。因漏感等因素, MOSFET 在关断完成后之 VDS(off_beginning) 往往都有一个很大的电压尖峰 Vspike 叠加其 上,此值可大致按经验估算。  5、驱动损耗Pgs  驱动损耗,指栅极接受驱动电源进行驱动造成之损耗  驱动损耗的计算:  确定驱动电源电压 Vgs 后,可通过如下公式进行计算:  Pgs= Vgs × Qg × fs  说明:  Qg 为总驱动电量,可通过器件规格书查找得到。  6、Coss电容的泄放损耗Pds  Coss电容的泄放损耗,指MOS输出电容 Coss 截止期间储蓄的电场能于导同期间在漏源极上的泄放损耗。  Coss电容的泄放损耗计算:  首先须计算或预计得到开启时刻前之 VDS ,再通过如下公式进行计算:  Pds=1/2 × VDS(off_end)2 × Coss × fs  说明:  Coss 为 MOSFET 输出电容,一般可等于 Cds ,此值可通过器件规格书查找得到。  7、体内寄生二极管正向导通损耗Pd_f  体内寄生二极管正向导通损耗,指MOS体内寄生二极管在承载正向电流时因正向压降造成的损耗。  体内寄生二极管正向导通损耗计算:  在一些利用体内寄生二极管进行载流的应用中(例如同步整流),需要对此部分之损耗进行计算。公式如下:  Pd_f = IF × VDF × tx × fs  其中:IF 为二极管承载的电流量, VDF 为二极管正向导通压降, tx 为一周期内二极管承载电流的时间。  说明:  会因器件结温及承载的电流大小不同而不同。可根据实际应用环境在其规格书上查找到尽量接近之数值。  8、体内寄生二极管反向恢复损耗Pd_recover  体内寄生二极管反向恢复损耗,指MOS体内寄生二极管在承载正向电流后因反向压致使的反向恢复造成的损耗。  体内寄生二极管反向恢复损耗计算:  这一损耗原理及计算方法与普通二极管的反向恢复损耗一样。公式如下:  Pd_recover=VDR × Qrr × fs  其中:VDR 为二极管反向压降, Qrr 为二极管反向恢复电量,由器件提供之规格书中查找而得。  MOS设计选型的几个基本原则  建议初选之基本步骤:  1、电压应力  在电源电路应用中,往往首先考虑漏源电压 VDS 的选择。在此上的基本原则为 MOSFET 实际工作环境中的最大峰值漏源极间的电压不大于器件规格书中标称漏源击穿电压的 90% 。即:  VDS_peak ≤ 90% * V(BR)DSS  注:一般地, V(BR)DSS 具有正温度系数。故应取设备最低工作温度条件下之 V(BR)DSS值作为参考。  2、漏极电流  其次考虑漏极电流的选择。基本原则为 MOSFET 实际工作环境中的最大周期漏极电流不大于规格书中标称最大漏源电流的 90% ;漏极脉冲电流峰值不大于规格书中标称漏极脉冲电流峰值的 90% 即:  ID_max ≤ 90% * ID  ID_pulse ≤ 90% * IDP  注:一般地, ID_max 及 ID_pulse 具有负温度系数,故应取器件在最大结温条件下之 ID_max 及 ID_pulse 值作为参考。器件此参数的选择是极为不确定的—主要是受工作环境,散热技术,器件其它参数(如导通电阻,热阻等)等相互制约影响所致。最终的判定依据是结点温度(即如下第六条之“耗散功率约束”)。根据经验,在实际应用中规格书目中之 ID 会比实际最大工作电流大数倍,这是因为散耗功率及温升之限制约束。在初选计算时期还须根据下面第六条的散耗功率约束不断调整此参数。建议初选于 3~5 倍左右 ID = (3~5)*ID_max。  3、驱动要求  MOSFEF 的驱动要求由其栅极总充电电量( Qg )参数决定。在满足其它参数要求的情况下,尽量选择 Qg 小者以便驱动电路的设计。驱动电压选择在保证远离最大栅源电压( VGSS )前提下使 Ron 尽量小的电压值(一般使用器件规格书中的建议值)  4、损耗及散热  小的 Ron 值有利于减小导通期间损耗,小的 Rth 值可减小温度差(同样耗散功率条件下),故有利于散热。  5、损耗功率初算  MOSFET 损耗计算主要包含如下 8 个部分:  PD = Pon + Poff + Poff_on + Pon_off + Pds + Pgs+Pd_f+Pd_recover  详细计算公式应根据具体电路及工作条件而定。例如在同步整流的应用场合,还要考虑体内二极管正向导通期间的损耗和转向截止时的反向恢复损耗。损耗计算可参考下文的“MOS管损耗的8个组成部分”部分。  6、耗散功率约束  器件稳态损耗功率 PD,max 应以器件最大工作结温度限制作为考量依据。如能够预先知道器件工作环境温度,则可以按如下方法估算出最大的耗散功率:  PD,max ≤ ( Tj,max - Tamb ) / Rθj-a  其中 Rθj-a 是器件结点到其工作环境之间的总热阻 , 包括 Rθjuntion-case,Rθcase-sink,Rθsink-ambiance 等。如其间还有绝缘材料还须将其热阻考虑进去。
2023-08-14 15:25 阅读量:2458
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