安森美：高功率密度的电源要怎么设计

　　随着时代的发展，电源被设计得越来越小，却越来越高效，而在节能倡议和客户期望的推动下，电源还需要具有功率因子校正（PFC）功能。通过减少谐波含量和被动电源引起的电力线损耗来降低对交流市电基础设施的压力，这给电源设计人员带来了不小的挑战。

　　本文将讨论一个 300 W、20 V 单相交流输入电源设计，该电源具有超过 36 W/in3 的高功率密度，且满载效率为94.55%。表1 总结了其关键性能特征，图1 显示了该电源。经由先进的图腾柱 PFC 控制器控制前端 PFC，且 PFC 由 GaN 集成驱动器所驱动，后端由频率 500 kHz 的高频 LLC 级，配合输出同步整流，可实现高功率密度。

　　表 1. 300 W 超高密度电源性能总结　　

　　图 1. 300 W 超高密度电源

　　功率因子校正 — 频率箝位临界导通模式

　　标准电源的拓扑结构如图2 所示，由一个整流器和一个输入升压级组成。输入整流器级中存在高损耗，不仅会降低效率，还会增加电源的尺寸。我们将使用图2 中的电路来解释超高密度电源的图腾柱 PFC 控制器中使用的频率箝位临界导通模式。

　　有源整流或功率因子校正的目的是调节输入电流 iIN 与输入电压 vIN 成比例且同相位。此时电路就等同于一个理想电阻，其功率因子等于 1，且无谐波失真。然而实际上，要实现这一点会受到众多限制。

    电路需要控制两个变量：大电容或总线电容上的电压 VBUS ，和电源周期内的输入电流 iIN。通过将总线电压设置为高于交流输入电压的峰值，可以使用升压级控制两个独立变量（允许总线电压出现低频交流纹波）。进而控制一个开关周期内的平均输入电流 iIN ，与一个开关周期内的平均输入电压 vIN 成比例。NCP1680 图腾柱 PFC 控制器以接近临界导通模式的非连续导通模式运行。　　

　　因此，即使 t3 不为零，现在一个开关周期内的平均输入电流 iIN 也与一个开关周期内的平均输入电压 vIN 成比例。

　　PFC 控制回路的低带宽意味着对负载变化的响应较慢。PFC 控制器测量总线电压。如果负载显著增加，则总线电压将降低。如果它降低到一定电平以下，PFC 控制器将启动动态响应增强器 (DRE)，它能有效使 tON 的值暂时增加，从而实现更好的负载调节。如果总线电压超过某个电平，则控制电压会分四阶段下降到零，每阶段持续 100 μs，直到总线电压降下来。（如果它超过一个更高的电平，则立即停止开关）。

　　回到关于 T、t1、t2 和 t3 波形的讨论，图3 显示了图2 中的升压电路，使用一个脉冲模拟激励时的波形，并显示导通时间 t1 和关断时间 t2 中的电感电流波型。由于只有一个脉冲，因此没有定义 T 和 t3。该图旨在确定再次导通的最佳时间，分别标记为 P、Q 或 R 的时间点。为便于说明，在用于生成这些波形的模拟中，将输出开关电容设置为高于常用值。

　　如果 MOSFET 在标记为 P 的时间导通，则电路器件以零电流、高电压导通。存储在 MOSFET 和寄生电容中的能量必须通过 MOSFET 沟道放电，这会造成损耗。如果 MOSFET 在标记为 Q 的时间导通，则电路器件也会以零电流导通，但电压要比之前低得许多。存储在 MOSFET 中的能量也比之前低得多，因此将显著降低导通能量 (EON) 损耗。如果 MOSFET 在标记为 R 的时间导通，导通损耗会略高，因开关周期之间的时间较长，而使得开关频率较低：总功耗是 EON 乘以频率。

　　图 3. 单脉冲激励升压电路

　　我们假设最小输入电流峰值为 1 A。t1 时间非常短，可能是 5 ?s，然后是稍长的 t2 时间。所以 t1 + t2 是 11 ?s，而不是我们在图3 中看到的大约 45 ?s。如果开关在漏极电压的第一个波谷打开，则开关频率会高得许多，而在最后一个波谷打开，则开关频率会降低许多。

　　对于 300 W 应用中的图腾柱控制器，NCP1680AA 版本的开关频率最高限制为 130 kHz。对于大电流开关周期，其开关周期较长，因此开关频率较低。对于小电流开关周期，开关频率将增加到 130 kHz。当达到此频率限制值时，其频率将被箝位直到下一个脉冲，此脉冲在 1/130 kHz 时间之后出现。在轻负载时，频率折返有助于提高效率，始终确保频率高于 25 kHz 的频率箝位限制，以确保没有音频范围内的噪声出现。