纳芯微全新发布1200V系列SiC二极管，布局SiC生态系统

发布时间：2023-07-10 16:42
作者：AMEYA360
来源：网络
阅读量：2140

　　碳化硅(SiC)作为第三代宽禁带半导体材料，相较于硅(Si)，具有更大的介电击穿强度、更快的饱和电子漂移速度和更高的热导率。这使得碳化硅在功率半导体器件方面表现出高耐压、高速开关、低导通电压和高效率等特性，从而降低了能耗并缩小了系统尺寸。特别是在光伏、储能、充电和电动汽车等高压大功率应用中，碳化硅材料的优势得以充分发挥。

纳芯微全新发布1200V系列SiC二极管，布局SiC生态系统

　　纳芯微全新推出1200V系列SiC二极管产品，该系列产品专为光伏、储能、充电等工业场景而设计。其在单相或三相PFC、隔离或非隔离型DC-DC电路中均能展现出卓越的效率特性，完美满足中高压系统的需求。

　　SiC二极管相较于传统硅基二极管具备明显优势

　　1.几乎零反向恢复电流

　　如下图所示，SiC二极管的反向恢复电流几乎为零，明显优于Si基并且该电流的大小不受正向导通电流、关断速度(di/dt)和结温的影响。

纳芯微全新发布1200V系列SiC二极管，布局SiC生态系统

　　2.提高开关频率

　　SiC二极管具备优异的反向恢复特性，可与高频开关器件配合使用，提高开关频率，从而减小系统整体的体积和成本。

　　3.较低的正向导通电压

　　相较于1200V的硅基二极管，SiC二极管采用肖特基结构，具备较低的正向导通电压。

　　4.更好的EMI结果

　　SiC二极管的较小反向恢复电流能够带来更好的EMI性能。

　　5.优秀的导热性能

　　SiC材料拥有更好的导热效果，有利于降低结温，进而提高系统的可靠性。

　　如下图所示，纳芯微的SiC二极管采用MPS结构设计，与传统的JBS结构相比，具有显著优势。MPS结构中的PN结构在大电流下更容易开启，通过向高电阻的漂移区注入少数载流子形成电导调节效应，从而显著降低漂移区的导通电阻。在保持器件正向导通电压不变的情况下，器件的抗浪涌电流能力得到显著增强。

纳芯微全新发布1200V系列SiC二极管，布局SiC生态系统

　　纳芯微NPD020N120A SiC二极管在额定电流下的正向导通电压实测典型值为1.39V，而单次浪涌电流的实测典型值可以达到220A，是正向额定电流的11倍，性能优于行业水平。

　　这意味着纳芯微的SiC二极管具有更低的正向导通电压，同时在面对瞬态高电流冲击时，具备更强的抗浪涌能力。这种性能优势使得纳芯微的SiC二极管在高功率应用中表现出色，为系统的可靠性和稳定性提供了重要保障。

　　纳芯微具备完善且严格的质量管理体系。为客户提供最可靠的碳化硅二极管产品，我们在碳化硅芯片的生产过程中实施了严格的质量控制措施。每个碳化硅二极管产品都经过100%的静态电参数测试和100%的抗雪崩能力测试。为了验证产品的可靠性，我们按照JEDEC标准甚至更严格的测试条件进行验证。例如，在HTRB项目中，我们将电压耐受能力增加到100%的额定耐压(对于1200V系列二极管，即使用1200V进行HTRB可靠性实验)。同时，我们将测试时间从1000小时增加到3000小时等，以确保产品的可靠性。

　　纳芯微始终致力于确保产品质量和可靠性，我们的质量控制措施和严格的测试流程旨在提供给客户最可靠的碳化硅二极管产品。

　　# SiC MOSFET 发布预告

　　除了SiC二极管产品外，纳芯微也在积极研发和验证1200V SiC MOSFET产品，并将于近期推出。纳芯微的SiC MOSFET产品将经过全面的车规级验证，以确保完全符合汽车级应用的要求。

纳芯微全新发布1200V系列SiC二极管，布局SiC生态系统

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　　日前，纳芯微宣布推出基于其自研创新型振铃抑制专利的车规级CAN SIC(信号改善功能，Signal Improvement Capability)NCA1462-Q1。　　NCA1462-Q1在满足ISO 11898-2:2016标准的前提下，进一步兼容CiA 601-4标准，可实现8Mbps的传输速率，比当前主流的CAN FD车载通信方案有着显著优势。　　此次，趁纳芯微新品发布之际，我们邀请到了纳芯微技术市场经理陈章杰，围绕CAN SIC的相关话题进行了探讨。　　为什么要开发CAN SIC?　　随着自动驾驶和区域控制概念的兴起，ECU彼此间进行了大量的整合与集成，这意味着更高的集成度，更多的节点数，更复杂的星型拓扑，以及更高的传输速率。　　这给CAN FD总线带来了巨大挑战——即在更复杂的星型拓扑网络中，由于高传输率及复杂的拓扑的转变下，会出现严重的振铃，从而带来误码率的提高，影响信号传输。　　目前CAN FD标准号称定义到5Mbps，但在实际应用中很难达到2Mbps以上。尽管客户希望提速，但是为了信号完整性，往往要牺牲速率，缩小节点规模，以减少振铃带来的影响。　　CAN SIC则可轻松解决这一矛盾。　　CAN SIC如何降低振铃?　　要看CAN SIC的原理，首先要看振铃的形成原因。　　振铃是指在CAN总线的通信过程中，由于阻抗不匹配导致的信号反射等原因，使得信号在传输线上多次反射，进而产生的一种振荡现象。更高的通讯速率意味着更窄的位宽时间，当前CAN FD的2Mbps相比以前HS CAN的500kbps位宽时间由2000ns缩短为500ns。同样强度的振铃干扰，在更高的通讯速率下，由于位宽时间过短不足以使其衰减到隐性差分电压的判定阈值以下，从而更容易导致通讯错误。　　为了解决这一问题，2019年，CAN FD SIC (Signal Improvement Capability)信号增强版标准CiA (CAN in Automation) 601-4发布，通过抑制振铃，从而匹配现代域控和高速通信系统的要求。　　与CAN FD相比，CAN SIC的优化主要体现在驱动电路上，其增加了一个强驱电路。如上所述振铃往往发生在从显性到隐形状态，因此，可以在该转换过程中增加一个额外的强驱电路，以控制总线电平的切换斜率，从而确保数据不出错。　　CAN SIC或将成为主流标准之一　　“无论哪项标准的制定，都是为了符合当时的需求，每一代都有自己的使命，也都会在演进过程中不断完善。”陈章杰说道。　　CAN总线经历了多个标准。最早由德国博世于1980年代发明，第一个使用CAN总线通讯协议的量产车型是1991年的奔驰S级轿车，至今CAN总线依旧是车内主要的通讯总线。随着汽车电子智能化加速，CAN总线也进一步升级，2003年CAN总线升级为HS CAN，但还是基于第一代技术。2011年第二代CAN总线CAN FD开始研发，2015年CAN FD标准即ISO11898发布，2019年，CAN FD SIC (Signal Improvement Capability)信号增强版标准CiA (CAN in Automation)601-4发布，2021年CAN FD的轻量级版本CAN FD Light 标准CiA 604-1发布。2021年12月，第三代CAN总线即CAN XL标准CiA 610-1发布，但还未完全落地。　　陈章杰表示：“在当年情况下，对于CAN总线的需求是提速，并没有太多的复杂拓扑需求，因此并不存在振铃问题。而随着复杂拓扑与高速率的需求增长，CAN FD无法满足，因此CiA 601-4孕育而生。”　　另外，对于下一代CAN XL而言，依然需要解决振铃问题，CAN SIC也可以为提速和多节点复杂通信做好提前铺垫。　　CAN SIC除了要解决CAN FD目前的问题之外，还有一大使命，就是要应对以太网的竞争。如今车载骨干网络已经以太网化，但是控制端目前还没有落地，考虑到其成本和厂商在软件或其他方面的适配，CAN依然是未来的主导之一。　　陈章杰强调，CAN SIC的演变比预想的还要快，“随着域控和区域架构概念的普及，CAN SIC的认可度不断提升，越来越多的主机厂开始逐渐接纳这一技术。相信在未来，CAN SIC将大有可为。”　　纳芯微如何开发的CAN SIC　　纳芯微的CAN SIC实测传输速率可达10Mbps，已经完全满足CiA 8Mbps的规范要求。　　陈章杰表示，CAN SIC开发最大的挑战其实是驱动架构和EMI架构的兼容，单纯做好驱动电路并不难，但是会牺牲其他方面的性能，尤其是EMI这种非线性关系的处理。　　“芯片设计本身就是一个权衡取舍的问题。”陈章杰补充道，除了要关注EMI之外，成本也是一大考量。纳芯微的产品性能不输于国外厂商，同时还要更有性价比，因此还需要在设计上不断优化，从而用更小的面积(更低的成本)实现更高的性能。“另外，产品本身是一方面，更重要的是应该从系统角度出发开发产品。”包括EMI、ESD等约束，以及成本的优化等等方方面面。　　陈章杰还强调，纳芯微一直以来深耕IP的开发，在CAN SIC开发过程中诞生了诸多发明专利，并将其IP化，与其他产品组合共享，打通了底层研发的平台。“对于芯片而言，核心竞争力之一就是IP，纳芯微也正围绕这些核心IP进行持续开发与优化打磨，形成一套完整的路线图。”陈章杰补充道。　　详解纳芯微的CAN SIC新品　　纳芯微NCA1462-Q1基于创新的专利架构对EMI进行了优化设计，依照IEC62228-3标准进行测试，完全符合要求。　　NCA1462-Q1通过优化电路结构及版图面积实现了超±8kV ESD性能，既能从容应对在汽车行驶过程中突发的静电放电威胁，提供更可靠的电路保护，又能实现器件成本的优化。凭借超高的EMC/ESD性能，NCA1462-Q1还可在部分设计中帮助工程师省去外围电路中的共模电感或TVS管。此外，更加灵活、低至1.8V的VIO设计可进一步节省系统中LDO或者电平转换的使用，帮助工程师降低整体成本。　　NCA1462-Q1的总线故障保护电压在CAN Low和CAN High中都可以达到±58V，真正做到了高耐压，从而帮助客户降低击穿风险。　　另外，值得一提的是，在CAN SIC中，EMI可以细分为显性EMI和隐性EMI，比如某些产品显性EMI做得好，某些产品的隐性EMI好，纳芯微则是通过取长补短的手段，实现了显性和隐性EMI的全面优化。　　提前布局，做市场的引领者　　CAN SIC市场前景相对明朗，但截止目前，无论是国际还是国内厂商，能够提供CAN SIC芯片的供应商都不多。　　“就目前时间点而言，虽然CAN SIC的需求比较明确，但产品也不可能突然遍地开花，需要一个循序渐进的过程。”陈章杰说道。　　陈章杰同时表示，无论是CAN收发器还是CAN SIC，纳芯微一直都是根据市场需求与预判进行提前布局，定义完整的产品及路线图。也正因此，纳芯微成为了最早一批量产CAN SIC的厂商。　　另一方面，尽管CAN SIC还处于“蓝海”市场，但是前一代CAN收发器的市场竞争已经相当激烈，纳芯微为何还要杀入这一市场呢?陈章杰表示，作为汽车主要的总线技术，其市场容量非常之大，每辆车上就需要数十颗之多，市场始终处于高需求状态。而且，陈章杰说道：“CAN接口貌似简单，但是要做好确实有一定的门槛，作为通用物料而言，最能考验公司的能力，这其中会包括成本控制，市场覆盖，研发实力，供应链等等。”　　也正因此，CAN接口是非常适合切入汽车市场的产品之一。“所以我们看到越来越多的友商进入这一市场，但是说实话如果要做到各方面性能指标都高标准，还是有一定门槛的。”陈章杰表示。　　陈章杰表示，纳芯微既立足本土，同时也是面向全球的芯片供应商，随着国产芯片实力的加强，很多海外客户也在看中国的供应商，纳芯微的产品无论在性能、性价比、技术支持等方面都已经获得了全球主要客户的认可和采用。“我们既然面向全球市场，就必须要以更高的标准定义产品。”　　面对激烈的市场竞争，“短期而言，价格决定一切，而从长远来看，客户更在乎的是合作伙伴持续降本，以及持续优化运营的能力，并不能单纯靠价格战取胜。”陈章杰强调道。　　面向未来的CAN XL　　作为CAN CiA的成员之一，纳芯微也在积极评估CAN XL的发展。但陈章杰也坦言，CAN XL还在规划中，尚无明确的时间节点，并且也依赖于目前CAN SIC的市场普及和认可度。　　“一旦客户和市场完全认可CAN SIC的价值，并逐步应用于复杂星型拓扑与高速率场景中，一定会打消客户升级换代的顾虑。”陈章杰乐观地表示。
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纳芯微电子：窄脉宽信号对驱动芯片的影响及解决方案
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纳芯微电子：窄脉宽信号对驱动芯片的影响及解决方案

　　01、窄脉宽的来源　　驱动芯片在各种电力电子系统中有着广泛的应用，例如整流器、DC-DC变换器、逆变器和变频器等，其工作频率和占空比范围在不同系统中各不相同。　　在常规整流器的PFC部分，根据输入电压的范围不同，其下管的占空比可以在0%到100%之间变化;　　在常见的DC-DC变换器中，开机时通常会有缓启功能，其输出脉宽会从零开始逐步增大;另外，当输出负载或输入电压发生瞬态跳变时，输出会出现瞬态变化，系统环路会根据输出电压的变化来调整驱动器的输入脉宽，在调整过程中，可能出现极大或极小的输出脉宽;　　在桥式逆变器中，当输出电压达到最大或最小峰值时，也可能出现极大和极小的输出脉宽。　　图1 正负向窄脉宽　　如果这些极大或极小脉宽没有得到有效限制，可能会影响驱动器的稳定工作;严重情况下甚至会导致驱动器或系统失效。　　02、正负窄脉宽对驱动芯片的影响　　下图2所示，是一种常见的MOSFET驱动电路，虚线框内为一个输出通道的结构示意图，其输出采用PMOS+NMOS结构。驱动器在控制功率管MOSFET M1开通和关断时，会对功率MOSFET M1的栅极拉出和灌入电流。在窄脉宽开通情况下，驱动器收到关断指令会将MOSFET M1关断，此时MOSFET M1的开通过程还没有完成，驱动器的输出仍然维持在较高的电流，当该电流突然变化，在PCB走线寄生电感和驱动器内部寄生电感的共同作用下，会在驱动器的输出引脚产生很大的电压应力，该应力可能导致芯片失效。　　为了分析和验证，将MOSFET的门极输入电容采用电容C1来代替，如下图3所示。　　考虑到PCB和芯片内部的寄生电感，其等效电路如下图4所示，其中L1、L4和L5为芯片内部寄生电感(Lbonding)，L2和L3为PCB上的寄生电感(LPCB)。　　➱下面将对不同脉宽下驱动器的应力产生和影响进行简要介绍。　　1)正向窄脉宽的状态分析　　t0~t1期间，驱动芯片内部的NMOS M3导通，PMOS M2关断，OUT输出为低，此时驱动回路中的Isrc和Isnk电流均为零;　　t1时刻，NMOS M3关断，PMOS M2导通，OUT输出拉高，给负载电容C1充电，Isnk电流为零;　　t2时刻，PMOS M2关断，NMOS M3导通，OUT输出被拉低，此时驱动电流Isrc不为零。该电流在芯片内部寄生电感和PCB走线寄生电感的共同作用下，对PMOS M2和NMOS M3的寄生输出电容进行充放电，从而导致OUT出现负向过冲电压。驱动器内部输出Pad的电压应力可以用如下公式(1)进行估算。　　其中各参数的定义如下：　　VGate: MOSFET的栅极电压　　Lbonding：IC内部的键合线产生的寄生电感，通常约为5nH　　LPCB：驱动器输出引脚到栅极PCB引线的寄生电感　　RG：MOSFET的栅极驱动电阻　　2)正常脉宽的状态分析　　t0~t1期间，驱动芯片内部NMOS M3导通，PMOS M2关断，OUT输出为低，驱动回路中Isrc和Isnk电流为零;　　t1时刻，NMOS M3关断后，PMOS M2导通，OUT输出拉高，负载电容C1充电，当电容C1充满电后，Isrc恢复到0，Isnk电流保持为零;　　t2时刻，PMOS M2关断后，NMOS M3开通，OUT输出被拉低，负载电容C1放电，当电容C1放电结束后，Isnk电流恢复到零;　　OUT输出转换过程中，lsrc或Isnk都是由零上升或下降到峰值，然后恢复到零，OUT输出没有明显的正向或负向过冲电压。　　3)负向窄脉宽的状态分析　　t0~t1期间，驱动芯片内部PMOS M2导通，NMOS M3关断，OUT输出为高，驱动回路中Isrc和Isnk电流为零;　　t1时刻，NMOS M3导通，OUT输出拉低，负载电容C1放电;　　t2时刻，NMOS M3关断，PMOS3开通，OUT输出被拉高，此时驱动回路中电流Isnk不为零，该电流在芯片内部的寄生电感和PCB走线的寄生电感的共同作用下，对PMOS M2和NMOS M3的寄生输出电容进行充放电，导致OUT输出出现显著的正向过冲电压。　　实际电路验证　　为了验证窄脉宽的影响，本实验选择了一款最大额定电压为20V的驱动芯片，并按照上图3所示的实验电路进行测试。　　实验中，芯片供电电压设置为15V，负载电容C1为27nF，输入信号频率为100kHz，脉冲宽度分别为20ns、2μs和9.98μs(对应20ns负向窄脉宽)。　　在相同脉宽下，通过调整驱动电阻R1的大小，来改变开通和关断时的驱动电流和电流变化率，得到实验结果如下所示，图中黄色线条表示输入信号，绿色线条表示输出信号。　　表2 实际电路验证结果　　如上结果所示，当驱动电阻为1Ω时，20ns的正向窄脉宽会导致-9V的负向过冲;同样，20ns的负向脉宽会导致27.4V的正向过冲，超过了芯片的额定值，会存在失效风险。正常脉宽下，OUT输出没有正负过冲现象。此外，还可以看出，在相同脉宽输入时，驱动电流越大，输出脚的正向或负向电压应力越高;因此减小驱动电流可以有效减小窄脉宽产生的正负过冲电压。　　03、解决方案和建议　　通过上面的分析和验证可以看出窄脉宽下过大的驱动电流会对输出应力产生严重影响。系统应用中为了避免驱动器输出应力超标，建议客户从以下几个方面进行优化和解决。　　PCB布局时尽量将驱动器与功率管就近放置，减小驱动器输出引脚到功率管门极之间的走线电感。　　驱动器的供电电容尽可能靠近芯片的电源引脚，且同层放置，减小因过孔和走线产生的寄生电感。　　在系统应用中，对最大和最小驱动输出脉宽进行限制，确保开通和关断前一刻驱动输出电流已降为零，避免输出出现过大的正向或负向过冲电压。　　适当调整驱动电阻，减小窄脉宽驱动回路中的电流和电流变化率。
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