纳芯微全新推出GaN相关产品NSD2621和NSG65N15K

发布时间：2023-01-29 13:28
作者：Ameya360
来源：网络
阅读量：2130

　　纳芯微全新推出GaN相关产品，包含GaN驱动NSD2621与集成化的Power Stage产品NSG65N15K，均可广泛适用于快充、储能、服务器电源等多种GaN应用场景。

　　其中，NSD2621是一颗高压半桥栅极驱动芯片，专门用于驱动E?mode（增强型）GaN 开关管；NSG65N15K是一颗集成化的Power Stage产品，内部集成了高压半桥驱动器和两颗650V耐压的GaN开关管。

纳芯微全新推出GaN相关产品NSD2621和NSG65N15K

　　NSD2621产品特性

　　01. SW引脚耐压±700V

　　02. 峰值驱动电流2A/-4A

　　03. 驱动输出集成内部稳压器，驱动电压5V/5.5V/6V可选

　　04. 传输延时典型值30ns，上下管驱动传输延时匹配低于10ns

　　05. 内部可调死区时间20ns~100ns

　　06. SW允许共模瞬变高达150V/ns

　　07. 独立的SGND和PGND引脚

　　08. 集成欠压保护和过温保护

　　09. 工作温度范围-40°C~125°C

　　10. QFN15 4*4mm封装

纳芯微全新推出GaN相关产品NSD2621和NSG65N15K

　　NSD2621功能框图

　　1. NSD2621将隔离技术应用于高压半桥驱动，解决了GaN应用桥臂中点SW引脚的共模瞬变和负压尖峰问题。

　　在GaN应用中，为了减小开关损耗，其开关速度远高于传统的Si MOSFET, 桥臂中点的dv/dt达到了50V/ns甚至更高，这对驱动芯片SW引脚的共模瞬变抗扰度提出了极高的要求。同时，高速开关导致的di/dt与寄生电感会在SW引脚产生瞬态负压尖峰，导致驱动芯片发生闩锁甚至损坏。

　　NSD2621的上管驱动采用隔离技术进行设计，共模瞬变抗扰度高达150V/ns，并且可以耐受700V的负压，有效提升了系统的可靠性。

　　2. NSD2621内部集成稳压器，有利于保持栅极驱动信号幅值稳定，保护GaN开关管栅级免受过压应力的影响。

　　与传统的Si MOSFET器件不同，E-mode GaN器件的栅源电压要求极为严格，一般耐压最大值不超过7V。在开关电源中由于系统噪声的影响，驱动芯片VDD或者BST引脚容易引入高频干扰，会引起栅极驱动电压的过冲，从而导致GaN开关管损坏。

　　NSD2621上下管的驱动输出都集成了内部稳压器LDO，可以有效抑制VDD或BST引入的高频干扰，避免损坏GaN开关管。此外NSD2621可以灵活地选择6V/5.5V/5V不同驱动电压版本，适用于各类品牌的GaN开关管器件。

　　3. NSD2621超短传输延时有利于减小GaN死区损耗，并且内置可调死区时间功能，可有效避免发生桥臂直通。

　　GaN器件可以反向导通，其反向导通特性代替了普通MOSFET体二极管的续流作用，但在负载电流较大时其较高的反向导通压降会造成较大损耗，降低了系统效率。为了减小GaN反向导通损耗，应设置尽可能小的死区时间。死区时间的设置除了与电源的拓扑结构、控制方式有关，还受到驱动芯片传输延时的限制。

　　传统的高压半桥驱动芯片的上管驱动需要采用电平移位设计，为减小功耗多采用脉冲锁存式电平转换器，造成传输延时较长，无法满足GaN 应用的需求。NSD2621上管驱动采用纳芯微擅长的隔离技术进行设计，传输延时典型值仅30ns，并且上下管驱动的传输延时匹配在10ns以内，能够实现对GaN开关管设置几十纳秒以内的死区时间。同时，NSD2621内置20ns~100ns可调的硬件死区时间，可以有效避免发生桥臂直通的情况。

    CH1为上管驱动输入 ，CH2为下管驱动输入，CH3为上管驱动输出，CH4为下管驱动输出。一开始当上管和下管驱动输入都为高电平时，为避免桥臂直通，上下管驱动输出都为低电平；当下管驱动输入变为低电平，经过30ns的传输延时和内置20ns的死区时间后，上管驱动输出变为高电平。

　　NSG65N15K产品特性

　　为进一步发挥GaN高频、高速的特性优势，纳芯微同时推出了集成化的Power Stage产品NSG65N15K，内部集成了半桥驱动器NSD2621和两颗耐压650V、导阻电阻150mΩ的GaN开关管，工作电流可达20A。NSG65N15K内部还集成了自举二极管，并且内置可调死区时间、欠压保护、过温保护功能，可以用于图腾柱PFC、ACF和LLC等半桥或全桥拓扑。

　　1. NSG65N15K用一颗器件取代驱动器和两颗开关管组成的半桥，有效减少元件数量和布板面积。

　　NSG65N15K是9*9mm的QFN封装，相比传统分立方案的两颗5*6mm DFN封装的GaN开关管加上一颗4*4mm QFN封装的高压半桥驱动，加上外围元件，总布板面积可以减小40%以上，从而有效提高电源的功率密度。同时，NSG65N15K的走线更方便PCB布局，有利于实现简洁快速的方案设计。

　　2. NSG65N15K的合封设计有助于减小驱动和开关管之间的寄生电感，简化系统设计并提高可靠性。

　　传统分立方案引入寄生电感

　　其中，栅极环路电感Lg_pcb会在栅极电压开通或关断过程产生振铃，如果振铃超出GaN的栅源电压范围，容易造成栅极击穿；并且在上管开通过程中，高dv/dt产生的米勒电流会在下管的Lg_pcb上产生正向压降，有可能造成GaN的栅极电压大于开启电压，从而误导通。而共源极电感Lcs造成的影响，主要是会限制GaN电流的di/dt，增加额外的开关损耗；此外，在GaN开通过程电流增大，由于di/dt会在Lcs上产生正向压降，降低了GaN的实际栅极电压，增大了开通损耗。

　　NSG65N15K减小杂散电感的影响

　　NSG65N15K通过将驱动器和GaN合封在一起，消除了共源极电感Lcs，并且将栅极回路电感Lg也降到最小，避免了杂散电感的影响，可以有效地提高系统效率与可靠性。


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　　01、窄脉宽的来源　　驱动芯片在各种电力电子系统中有着广泛的应用，例如整流器、DC-DC变换器、逆变器和变频器等，其工作频率和占空比范围在不同系统中各不相同。　　在常规整流器的PFC部分，根据输入电压的范围不同，其下管的占空比可以在0%到100%之间变化;　　在常见的DC-DC变换器中，开机时通常会有缓启功能，其输出脉宽会从零开始逐步增大;另外，当输出负载或输入电压发生瞬态跳变时，输出会出现瞬态变化，系统环路会根据输出电压的变化来调整驱动器的输入脉宽，在调整过程中，可能出现极大或极小的输出脉宽;　　在桥式逆变器中，当输出电压达到最大或最小峰值时，也可能出现极大和极小的输出脉宽。　　图1 正负向窄脉宽　　如果这些极大或极小脉宽没有得到有效限制，可能会影响驱动器的稳定工作;严重情况下甚至会导致驱动器或系统失效。　　02、正负窄脉宽对驱动芯片的影响　　下图2所示，是一种常见的MOSFET驱动电路，虚线框内为一个输出通道的结构示意图，其输出采用PMOS+NMOS结构。驱动器在控制功率管MOSFET M1开通和关断时，会对功率MOSFET M1的栅极拉出和灌入电流。在窄脉宽开通情况下，驱动器收到关断指令会将MOSFET M1关断，此时MOSFET M1的开通过程还没有完成，驱动器的输出仍然维持在较高的电流，当该电流突然变化，在PCB走线寄生电感和驱动器内部寄生电感的共同作用下，会在驱动器的输出引脚产生很大的电压应力，该应力可能导致芯片失效。　　为了分析和验证，将MOSFET的门极输入电容采用电容C1来代替，如下图3所示。　　考虑到PCB和芯片内部的寄生电感，其等效电路如下图4所示，其中L1、L4和L5为芯片内部寄生电感(Lbonding)，L2和L3为PCB上的寄生电感(LPCB)。　　➱下面将对不同脉宽下驱动器的应力产生和影响进行简要介绍。　　1)正向窄脉宽的状态分析　　t0~t1期间，驱动芯片内部的NMOS M3导通，PMOS M2关断，OUT输出为低，此时驱动回路中的Isrc和Isnk电流均为零;　　t1时刻，NMOS M3关断，PMOS M2导通，OUT输出拉高，给负载电容C1充电，Isnk电流为零;　　t2时刻，PMOS M2关断，NMOS M3导通，OUT输出被拉低，此时驱动电流Isrc不为零。该电流在芯片内部寄生电感和PCB走线寄生电感的共同作用下，对PMOS M2和NMOS M3的寄生输出电容进行充放电，从而导致OUT出现负向过冲电压。驱动器内部输出Pad的电压应力可以用如下公式(1)进行估算。　　其中各参数的定义如下：　　VGate: MOSFET的栅极电压　　Lbonding：IC内部的键合线产生的寄生电感，通常约为5nH　　LPCB：驱动器输出引脚到栅极PCB引线的寄生电感　　RG：MOSFET的栅极驱动电阻　　2)正常脉宽的状态分析　　t0~t1期间，驱动芯片内部NMOS M3导通，PMOS M2关断，OUT输出为低，驱动回路中Isrc和Isnk电流为零;　　t1时刻，NMOS M3关断后，PMOS M2导通，OUT输出拉高，负载电容C1充电，当电容C1充满电后，Isrc恢复到0，Isnk电流保持为零;　　t2时刻，PMOS M2关断后，NMOS M3开通，OUT输出被拉低，负载电容C1放电，当电容C1放电结束后，Isnk电流恢复到零;　　OUT输出转换过程中，lsrc或Isnk都是由零上升或下降到峰值，然后恢复到零，OUT输出没有明显的正向或负向过冲电压。　　3)负向窄脉宽的状态分析　　t0~t1期间，驱动芯片内部PMOS M2导通，NMOS M3关断，OUT输出为高，驱动回路中Isrc和Isnk电流为零;　　t1时刻，NMOS M3导通，OUT输出拉低，负载电容C1放电;　　t2时刻，NMOS M3关断，PMOS3开通，OUT输出被拉高，此时驱动回路中电流Isnk不为零，该电流在芯片内部的寄生电感和PCB走线的寄生电感的共同作用下，对PMOS M2和NMOS M3的寄生输出电容进行充放电，导致OUT输出出现显著的正向过冲电压。　　实际电路验证　　为了验证窄脉宽的影响，本实验选择了一款最大额定电压为20V的驱动芯片，并按照上图3所示的实验电路进行测试。　　实验中，芯片供电电压设置为15V，负载电容C1为27nF，输入信号频率为100kHz，脉冲宽度分别为20ns、2μs和9.98μs(对应20ns负向窄脉宽)。　　在相同脉宽下，通过调整驱动电阻R1的大小，来改变开通和关断时的驱动电流和电流变化率，得到实验结果如下所示，图中黄色线条表示输入信号，绿色线条表示输出信号。　　表2 实际电路验证结果　　如上结果所示，当驱动电阻为1Ω时，20ns的正向窄脉宽会导致-9V的负向过冲;同样，20ns的负向脉宽会导致27.4V的正向过冲，超过了芯片的额定值，会存在失效风险。正常脉宽下，OUT输出没有正负过冲现象。此外，还可以看出，在相同脉宽输入时，驱动电流越大，输出脚的正向或负向电压应力越高;因此减小驱动电流可以有效减小窄脉宽产生的正负过冲电压。　　03、解决方案和建议　　通过上面的分析和验证可以看出窄脉宽下过大的驱动电流会对输出应力产生严重影响。系统应用中为了避免驱动器输出应力超标，建议客户从以下几个方面进行优化和解决。　　PCB布局时尽量将驱动器与功率管就近放置，减小驱动器输出引脚到功率管门极之间的走线电感。　　驱动器的供电电容尽可能靠近芯片的电源引脚，且同层放置，减小因过孔和走线产生的寄生电感。　　在系统应用中，对最大和最小驱动输出脉宽进行限制，确保开通和关断前一刻驱动输出电流已降为零，避免输出出现过大的正向或负向过冲电压。　　适当调整驱动电阻，减小窄脉宽驱动回路中的电流和电流变化率。
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